77GHz多载频MIMO汽车雷达信号处理方法的研究
77GHz多载频MIMO汽车雷达信号处理方法的研究，主要是一分期刊感觉值1分微波学报2017年第33卷增刊8月3 MUSIC角度估计算法从上节可知,由于发射阵元产生不同频率的信号,因此在接收阵元回波上存在一定的频差-距离相位差,在应用算法前首先对其进行预处理补偿,然后使用MUSC算法进行测角。图2阵列形状示意图定义等效阵列的协方差矩阵为4.1动目标等速不等距R=EX]=A(的RA"(O)+an1实验中将2个日标速度设置为等速10ms,其距离和角度参数分别为(30m,2.59)、40m59)。其频其中R为信号协方差矩阵,σ衣示噪声功率,/谱和角度估计结果如图3、图4所示。为单位矩阵。对其进行特征值分解可得R=EAE +EME其中λ,e;(i=1,2,…,MN)分别为升序排列的矩阵R的特征值和对应的特征向量En=span{e,e2,…和E、=span{eM-p+,eM-p+2,……,M}分别表小矩阵R的信号子空间和噪声子空间。在该情况下的 MUSIC空间谱定义为MUSIC(6)=[A( DEEnA(O)(8)由于存在噪声,上式倒数中的数值不为零,而是个很小的值,所以 MUSIC空间谱会出现一个尖峰。通过对θ的不断交化进行谱峰搜索来估计波达角。图3上/下扫频频谱图4计算机仿真本文以毫米波段的多载频MIMO雷达为例,传统雷达取上/下扫频周期为T=10ms,调频带宽B=500MHz,阵列形状如图2所示,发射天线为均匀线阵,间距d=元/2,阵元数M=2,天线问的频率间隔△f=100MHz,发射天线1、2的载波频率分别为77GHz77.1GH。模型采取线阵的结构,且发射天线分别布置在接收天线两端,接收天线间距d=4/2,阵元数N=8图4速度相同距离不同时角度估计结果接收阵元与发射阵元间距h=4/2,所以由MIMO雷达特性可知,最后得到的虚拟阵元数为通过仿真,测得动目标距离和速度信息为MN=16。(30.019m,10.034ms),(40.293m,9.981ms)=MMO为了验证本文所提方法的有效性,本文同时雷达角度佔计仿真结果为(-497°,-2.519),传统雷达引入相同参数指标的单发多收传统雷达做仿真对角度估计结果为(-336°)比实验。216?1994-2018ChinaacAdcmicJOurnalElcctronicPublishingHousc.Allrightsrescrvcd.http://www.cnki.nct微波学报2017年第33卷增刊8月4,2动目标等距不等速进一步验证了该方法的可行性,非常适合运用在实验,将2个日标距离设置为等距35m,汽车防撞雷达这种高分辨、小型化系统上其速度和角度参数分别为(10ms,2.5°),(15m/s,59)。参考文献其最终角度仿真图如图5所示。l]韩峻峰,张惠敏,潘盛辉,林川汽车防撞雷达概述「J广西科技大学学报.201,22(4):54-58传线雨达[2]侯宪美.多载频MIMO高频雷达的波束形成方法硏究[D,哈尔滨工业大学,2014[3]杨明磊,张守宏,陈伯孝,张焕颖.多载频MMO雷达的一和新的信号处理方法山电子信息学报,2009,31(1):147-151[4]田燕妮,张杨,徐晶晶.MMO技术舰载反导探测系统构成方法[J兵工自动化2015(1)4-6图5距离相同速度不同时角度估计结果[5]党宏社,韩崇昭,赵广社.汽车毫米波FMCW雷达中频由仿真结果可知,测得动目标距离和速度信信号的采样与处理[J现代雷达,200,24(4)43-45息为(29.879m,10.07mns),(30.155m,15.102ms)「6]魏星,万建伟,皇甫堪基于长短基线干涉仪的无源定MMO雷达角度估计仿真结果为(-5.01°,2.499),传位系统研究叮现代雷达,2007,29(5):22-25.统雷达角度估计结果为(4.87°,-2739)[7 KRIM H, VIBERG M. Two decades of array signal通过上述两个实验可以看出,在目标邻近的processing research the parametric approach[]. Signal情况下,MIMO雷达可以清晰地分辨出目标所在Proccssing Magazine, IEEE, 1996, 13(4): 67-94方向,而传统雷达则无法区分两个日标或分辨较[8 Duofang C, Baixiao C, Guodong Q. Angle estimation差using ESPrit in MIMO Radar[J. Electron Lett,2008:44(12):770-7715结论9]杨晓玉冯大政. ESPRIT算法在单基地MMO雷达中的应用[J电子科技,2009,22(12)91-本文讨论了7Hz多载频MIMO汽车雷达的[10染浩,崔,代林,余剑.阵列误差条件下MMo信号处理方法,运用线性调频连续波的近程探测雷达测向敏感性分析[微波学报,2015,31(41-8优点特性精准地测量出目标的距离和速度信息并通过MUSC算法准确测量出多运动目标相对季晓宇男,193年生,硕士研究生。主要研究方向:微应的角度,达到精确测向的理想效果,仿真结果波毫米波汽车雷达信号处珥,MMO雷达信号处理。证明了该方汯精度可以达到001°。在系统体积和Em-9191562@q40m参数不变的情况下,利用与传统雷达的仿真对比217?1994-2018ChinaacAdcmicJOurnalElcctronicPublishingHousc.Allrightsrescrvcd.http://www.cnki.nct
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09年全国大学生电子设计大赛优秀作品选集
09年全国大学生电子设计大赛优秀作品选集。详细介绍了09年全国电赛优秀的作品。是不可多得的宝贵资料在实际制作中,我们选用CD1046锁相环芯片,功牽WS管IRF510等性价比较高的器件,采用基于MsP43OF169单片机的经典控制算法,较为出色地完成了各项指标要求理论分析与参数计算频率跟踪电路设计:Uret鉴相器环路滤波压控振荡器PLL OUTPDLFVCO256分频图2锁相环电路框图利用相环C冂4046可以实现输入信号的倍频和同步,输入频率45-5H,经256倍频后为11.52KHz-14.08KHz信号,送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用DDS原理产生幅度可调的正昡信号,此时钟作为D/A输出的时钟,即可追踪输入信号的相位和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的DC-AC逆变器作为输入,输出电压就可以与参考输亼Uref冋频冋相。为俫证快速锁定,需要调整R1、R2、C1的值使锁相环中心频率稳定在5OHz。2.MPPT最大功率点跟踪的实现本设计采用WP130F169单片机,它有两路D/A、8路AD,可以轻松地实现连续的电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据MT算法自动调整,当时通过增加系统的输入阻抗增加实际待到的输入电压U以提高功率,反之则降低U,最终达到的最大功率点跟踪。3.提高效率方法开关电源电路改计中的主要损耗包括:场效应管的导通电阻损耗和开关损耗:滤波电路屮电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能,本电路选用了IRF540,其导通电阻仅为77亳欢,输入结电容为1700F。在带载额定电流1A时,全桥的静态功耗。由于滤波电感和电容工作在高频卜,起储能释能作用因此电感要尽减小内阻,并保留1mm磁防止饱和,电容则要选取等效串联电阻ESR较小的高频低阻类型,以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多股漆包线并绕以减小高频下导线集肤敚应带来的损耗,并使用铁氧体材料的伭芯以减小其磁滞损耗。电窣则选用聚丙烯电窣,它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。4.滤波参数设计:滤波电感使用直径36m磁罐,加1mm磁隙,用0.4mm漆包线5股并绕20匝,实测电感为200u左右;为减小通带衰减,取截止频率为5kHz,百百倍于基频,得C=4.7uF为进一步减小止弦波谐波分量,又用60u铁粉环电感与0.68uF电容进行了二次滤波,最终效果比较理想。二、电路与程序设计DCAC电路LL"虚短"比铰器SPWM/浮栅驱动器0恰半滤波参考正弦波功率正弦波补偿网络图5自振荡逆变器框图AC逆变器由自振荡原理的D类功率放大器构成,利用负反馈的高频自激,产生幅度较弱的髙频振涝叠加在工频信号上,经过比较器产生髙频SF硎开关信号通过浮栅驱动器驱动MOS管半桥。R54.7K+|+H1CTAOVCC HO12 HO1QIN VSll VS1C4I(ul IOJuh正弦入45-51z10uFVSS COM A67 LOIQ233K图6DC-AC逆变器电路图由于负反馈在工频上是稳定的,因此输出的信号的放大倍数由R2与R4的分压比决定,而自振荡〔产生的SPw)频率可通过微调补偿网络屮的电阻、电容值来调整,实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为28KHz左右,保证输出电压在功率电源HDC范围内,比例放人系数选为12。这神逆变器自身闭环,整个电路只使用个比较器,可以根据负载的变化自动调整SPW的占空比,使输入输出电压始终成比例关系在木设计中,使用两个上述的自振荡逆变器构成平衡桥式( Balanced transformer loss)DC-^C变换器,以LM393作逆变的比较器,配合自带死区的IR21094浮栅驱动器驱动IRF540功率№os管,获得了较高的效率和极低的失真度2.过流保护及自恢复电路[104UTBR23R22K510RN5819[7A334R24LM358R387.5K91k
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